滤波器是具有滤除噪声、频率选择、分离各种不同信号功能的运算处理器,在通信系统中有着不可或缺的作用。通常情况下,滤波器可分为低通、高通、带通和带阻四种类型,按照制作方法和材料又可分为微带滤波器、波导滤波器、带状线滤波器等类型。在通信系统中对于倍频频率源的应用场景,由于频率源的产生是经过一次或者多次倍频完成,倍频的完成由非线性器件实现,在输出信号中会存在基波的多次谐波。对于雷达接收机的下变频部分来说,如果倍频频率源产生的信号中含有功率较大的谐波分量,则中频输出可能会包含多阶交调分量,从而对整个系统产生影响。带通微带滤波器起到将谐波信号滤除、防止杂散信号和谐波信号对系统其他部分造成影响[1-3]的作用。微带滤波器具有制作简单、成本较低、体积较小的特点,广泛应用于功率较低的微波系统中。
微带滤波器的主要设计分析方式之一为奇偶模分析,通过对器件的奇模和偶模阻抗进行分析,分别得到器件的奇模谐振频率和偶模谐振频率,通过调整这两个参数,从而影响带通滤波器的通带等参数[4]。本设计应用于Ka波段小型化交会参数探测单元的倍频频率源的谐波抑制,探测单元的工作频率为36 GHz.其中36 GHz信号是通过输出9 GHz信号的锁相环输出经过两次连续二倍频产生。
基波信号倍频后产生多个谐波成分,较大的频率成分有9 GHz、18 GHz和45 GHz,其他的谐波成分功率可以忽略不计。文献[5]中对于频率源倍频之后采用了平行耦合线滤波器对谐波进行抑制。但是平行耦合线滤波器在通带的次谐波或分谐波频带上可能会有寄生通带的存在,该滤波器无法满足本设计对于抑制谐波的需求。此外,使用RO5880基板的微带结构的平行耦合线滤波器和发夹线滤波器等通常具有较大的尺寸,需要使用多级耦合的方式才能实现较好的性能。本文针对36 GHz倍频锁相频率源设计了一个小型化带通滤波器,使用扇形枝节结构作为谐振单元,实现了对9 GHz、18 GHz和45 GHz带外谐波成分的滤除,谐波抑制大于15 d B,整个滤波器核心部分大小仅为5 mm×3 mm.
1 谐振单元
在微带滤波器中,通带频率和宽带都可以认为是由多个谐振网络串联或者并联而成,常用的微带谐振单元通常有U 型、四分之一波长谐振器、半波长谐振器等,改变谐振单元的特性结构便可以改变滤波器的性能[6]。扇形枝节结构被广泛应用于微波放大器、混频等器件中,是由于其相较于一般的直线微带枝节有着更好的微波射频特性[7]。本设计选用扇形枝节结构作为滤波器的谐振单元对滤波器进行设计。
1.1 扇形枝节结构
扇形枝节基本结构如图1所示。扇形枝节的主要结构参数为:φ为扇形枝节的角度、r0为扇形枝节的半径,wg和ri共同表示扇形枝节插入微带线的深度,w为微带线的宽度。w主要决定整个枝节结构的阻抗,其他参数则决定枝节结构的谐振频率。通过对谐振频率进行设置能够对滤波器的通带和阻带衰减参数进行调整。
图1 扇形枝节结构
Fig.1 Radial stub
1.2 扇形枝节结构分析
扇形枝节结构的等效模型如图2所示[8],图中,两条微带线和一个扇形枝节构成了整个谐振单元的核心结构。
图2 扇形枝节结构等效模型
Fig.2 Branch equivalent model of radial stub
参考文献[9],扇形枝节的输入阻抗Zin可以表示为:
式中:h为介质厚度,ri为图1中扇形枝节插入微带线的半径,εeff为相对介电常数,Jm(x)为m阶第一类贝塞尔函数,Nm(x)为m阶第二类贝塞尔函数,β为相移常数,r0为图1中扇形枝节的半径。
令[10]:
式(1)可写为
由(4)可知,扇形枝节的输入阻抗与无耗传输线的输入阻抗形式一致,所以将扇形枝节等效为无耗传输线。
将图2所示的微带传输线列写为适用于级联网络的ABCD 矩阵,A、D 为无量纲参数,B 的量纲为阻抗,C的量纲为导纳,具体有:
对于二端口网络,由ABCD矩阵可计算S矩阵为:
当S21趋于0时,该扇形枝节谐振,由上式定性分析可得,微带扇形枝节结构的谐振频率与扇形枝节的阻抗、特性阻抗和微带线的电长度有关。
在文献[11]和文献[12]中,分别从扇形枝节的等效电容、电感和扇形枝节结构的奇偶模谐振频率两个方面分析了影响扇形线谐振频率的因素。结合以上理论研究可知,可通过调整扇形枝节的半径和角度来调整滤波器的主要参数,即通带中心频率和带宽以及通带纹波特性。
2 滤波器初始设计
2.1 扇形枝节结构设计
如图3(a)所示,采用对称的方式对扇形枝节结构进行建模。该滤波器工作在Ka波段,因此介质基板选择RO5880.该基板在高频下有着相对较小的介质损耗,其相对介电常数为εr=2.2,损耗角正切为tanδ=0.0009,基板厚度为0.254mm,铜厚为35μm.为使扇形枝节结构的谐振频率达到36 GHz,设置扇形枝节半径为1.35mm,为四分之一工作波长,扇形枝节角度为90°.
图3 扇形枝节结构仿真
Fig.3 Radial Stub simulation
本文仿真时对模型的激励端口使用Lumped Port而不是WavePort,这样仿真的结果与实际更加接近。设置滤波器外部空气腔体为辐射边界,防止计算时边界产生数值反射。仿真结果如图3(b)所示。图中,绿色曲线为S21 参数,红色曲线为S11参数,对比直线微带枝节的传输特性,扇形枝节结构的阻带更宽,通带更平坦,印证了良好的微波射频特性[13]。由图可知,当频率约为30.5GHz时,S11为0,S21最小,此点为谐振点,该频率为扇形枝节结构谐振器的谐振频率,该频率下扇形枝节结构的阻抗最大,该段扇形枝节结构的谐振频率约为30.5GHz.
2.2 滤波器版图初步设计与仿真
本节采用控制变量法,研究扇形枝节半径和角度、耦合馈线参数对滤波器通带的影响,从而获得相关参数的最优值。
图3中模型结构为一个低通滤波器结构,且其寄生通带接近U 波段。为实现滤波器从低通到高通的转换,需要对该扇形枝节结构添加馈线。常用馈线有双臂耦合馈线、水平直线型馈线和双U 型馈线等[14]。本文拟采用双臂耦合馈线,馈线结构如图4所示。其中,S1为双臂耦合馈线上臂与微带线上边缘的距离,S2为双臂耦合馈线下臂与微带线下边缘的距离,L1为双臂耦合馈线的臂长,M为双臂耦合馈线起始点与微带线侧边缘的距离。本文使用对称建模,即下文中提及的α为:
图4 滤波器原始结构
Fig.4 Original filter structure
双臂耦合馈线与扇形枝节结构的耦合、扇形枝节的角度和半径都可对滤波器性能产生影响。在HFSS中按图4进行建模。
首先,选取扇形枝节半径为1 mm,分析扇形枝节角度对传输参数的影响,参数扫描结果如图5所示。由图可知,滤波器的传递函数至少有两个零点,除图中arg=45°的线条外,调整扇形枝节角度能改变高频段传输零点的位置,且角度越小零点频率越高。
图5 rad=1 mm 时对扇形枝节的角度进行扫描
Fig.5 Scan angles of the radial stub when rad=1 mm
然后,选取扇形枝节角度为90°,分析扇形枝节半径对滤波器传输参数的影响,参数扫描结果如图6所示。由图可知,随着扇形枝节半径逐渐增大,通带右侧零点位置逐渐左移,通带变窄。
图6 arg=45°时扇形枝节的半径扫描
Fig.6 Scan radius when arg=45°
最后分析耦合馈线位置参数对传输参数的影响。选取S1=0.1 mm 时,分析S2对传输参数的影响,结果如图7所示。由图可知,在S2=0.3 mm时,该滤波器是一个通带占中心频率约36.4%的宽带滤波器。然而,该参数下滤波器性能无法满足本文需求。随着S2 的增大,滤波器的带宽呈现逐渐减小的趋势。
图7 对双臂耦合结构的仿真调节
Fig.7 Simulation adjustment of double-arm coupled structure
下臂部分距离与扇形线部分距离近时,耦合电容增大,对于高频越容易导通;反之,当下面的臂与上面距离变远时,带宽变窄,随着S2的不断增大,双臂耦合馈线的下臂部分距离扇形枝节的距离越来越远,最后通过HFSS中对微带滤波器表面电场的观察,发现下臂部分产生的场不对扇形枝节产生作用。于是将图4中的双臂耦合馈线改成单臂耦合馈线。最后,根据2.2节中滤波器各参数对滤波器通带的影响的仿真结果,对滤波器的参数进行调整。
3 滤波器改进设计
改进后的滤波器仿真模型如图8所示,在图中滤波器的耦合馈线只保留了上臂部分,通过调整上臂的位置、耦合线部分长度、扇形枝节的半径和角度来确定滤波器的最终参数。最后确定参数为S1=0.15 mm,M=0.65 mm,L1=0.15 mm,α=84°,R=1.5 mm.图中基板上所开缺口是为固定可拆卸射频连接头所留的必要缺口。
图8 滤波器仿真模型
Fig.8 Simulation model of filter
滤波器仿真结果如图9所示。图中,滤波器传输特性在图中以划线表示,通带中心频率约36 GHz,带宽约6 GHz,插入损耗S21小于3 d B.对分谐波和次谐波的抑制方面,在27 GHz处,滤波器的衰减大于20 d B,在45 GHz处,滤波器的衰减约15 d B.此外,对于回波损耗S11,在通带内S11 小于-15 dB.对于仿真频段内,没有寄生通带出现。该仿真结果较好地契合了设计要求。
图9 使用HFSS对滤波器的仿真结果
Fig.9 Simulation results of filters with HFSS
按照仿真时的基板参数对滤波器进行加工,加工出的实物如图10 所示,整个基板的长度约为1.54 cm,宽度约为1.43 cm.
图10 滤波器实物图
Fig.10 Photo of filter
使用思仪3772C 矢量网络分析仪对滤波器进行测试,在测试之前使用思仪31123型2.4 mm 校准件对矢量网络分析仪进行校准,以排除线缆的损耗带来的影响,最后对滤波器测试得到如图11所示的测试结果。
图11 滤波器的测试结果
Fig.11 Test results for filters
从图11中可以看出,滤波器带宽约6 GHz;在38.852 5 GHz处时插入损耗S21最小,为-4.25 dB.在通带中回波损耗S11 最大的地方约14.56 d B.对于阻带,由于要实现的是36 GHz外的9 GHz信号的谐波抑制,而从测试结果来看,在插入损耗S21中通带外最大值也小于20 d B,受限于矢量网络分析仪的测试频率范围,测试最高频率只能达到43.5 GHz.由测试结果在高频段下降速度预测的结果可推断,在45 GHz处的S21小于-20 d B.能够实现对谐波的抑制。
对比图9、图11可以发现测试结果和仿真结果存在误差,最主要的表现就是实际测试结果的通带插入损耗相较于仿真结果损耗整体大了约2 d B,在阻带中S11参数也相较于仿真结果小了约3 dB.其原因为:首先,存在加工误差,该误差导致耦合馈线的间距等参数发生改变,从而影响插入损耗;其次,由于加工时使用的基板是由铜厚17μm 的基板电镀到35μm,且微带线表面进行了镀金处理,从而产生误差也会对最终测试结果产生影响。
4 结论
本文利用扇形枝节结构设计了一种Ka波段带通滤波器,通过设计过程中HFSS 的仿真结果得知,基于扇形枝节结构的滤波器相较于同频段的平行耦合线滤波器占用更小的体积,滤波器的核心部分尺寸仅为约5 mm×3 mm 且在低频段对带外信号的抑制效果更好,滤波器中心频率约36.9 GHz,3 dB带宽4.57 GHz,对谐波的抑制大于15 d B.和一些同类型的产品相比,滤波器的制作相对简单,性能比较符合工程项目需要。此外,结合设计过程中的仿真结果以及其他同行学者的研究,使用扇形枝节结构可以设计出带宽更宽、阻带抑制性能更强的滤波器,对于Ka这样高的频段来说这样的方案无疑有着更广阔的应用前景。
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